下面是松下的MASH专利翻译，解读放在二楼：
本发明是一种将数字信号转换为模拟信号的数模转换器 (DA)。本发明涉及一种转换器，特别是一种过采样类型的数模转换器 (DA 转换器)，近年来广泛应用于数字音频设备，具有良好的单调性和不产生零交叉失真（cello-cross distortion）的特点。
发明背景
过去，已经提出并在数字音频设备中使用了电阻梯型和积分型 DA 转换器。然而，为了获得良好的单调性和抑制零交叉失真的发生，电阻梯型 DA 转换器需要精确调整电阻值。此外，虽然积分型 DA 转换器具有良好的单调性且不产生零交叉失真，但它需要非常高频率的时钟信号进行积分操作。传统上，为了抑制连接到后续级的模拟滤波器的阶数，从而减少模拟滤波器引起的相位旋转并提高重现声音的质量，在 DA 转换器之前连接了过采样去噪滤波器进行采样。通过这种技术，可以将频率提高四到八倍。之后，由于积分操作所需的时钟信号变得过高，积分型 DA 转换器失去了其实用性。
取而代之的是一种过采样 DA 转换器。
这种过采样类型的 DA 转换器使用 ΔΣ 调制器对数字信号进行重新量化，使生成的量化噪声具有微分特性，并将信号带内的量化噪声推出信号带外。这称为噪声整形，它允许显著减少样本中的位数。
顺便说一句，如果 ΔΣ 转换器的阶数为 N，则 ΔΣ 调制器的输入 X(Z)、输出 Y(Z) 和量化噪声 Q(Z) 表示为以下公式：
𝑌(𝑍)=𝑋(𝑍)−(1−𝑍−1)𝑁⋅𝑄(𝑍)+1Y(Z)=X(Z)−(1−Z−1)N⋅Q(Z)+1
因此，如果 ΔΣ 转换器的阶数增加 (1-Z^{-1}) 项或微分特性项，噪声整形效果将相应增强，并且信号带内的噪声也将减少。然而，已知在三阶或更高阶的 ΔΣ 调制器中，为了避免系统不稳定，需要具有三个或更多值的量化级别。例如，使用四阶 ΔΣ 调制器时，至少需要 3 位的量化输出。在这种情况下，Y(Z) 成为 3 位输出。
传统实例如图 2 所示。在图 2 中，数字滤波器 201 是插值滤波器，从与采样频率 fs 同步输入的 16 位输入信号 DIN 生成四倍频率的信号 X。噪声整形电路 202 由三阶 ΔΣ 调制器组成，输入信号 X，将命中次数重新量化为 3 位，并输出为 64 倍采样频率 fs 的信号 Y。PWM 203 是脉冲宽度调制器，根据信号 Y 的 3 位数据，将存储在 ROM（只读存储器）中的八种类型的脉冲宽度数据转换为频率为 fs 的 512 倍的时钟 F S 512 同步读取，从而进行脉冲宽度调制。低通滤波器 204 是一个模拟滤波器，用于去除 PWM 203 输出的脉冲宽度调制信号（PWM 信号）中的高频分量，并转换为模拟信号 V 进行播放。
本发明要解决的问题
在上述传统实例中，PWM 203 将多位输入信号 Y 转换为 1 位信号 P。然而，PWM 信号的时间精度高于时钟信号 F S 512 的时间精度，因此如果 F S 512 包含抖动，将直接对 PWM 信号进行频率调制，导致信号带中产生大量噪声。因此，在该传统实例中，除非 F S 512 时钟的纯度非常高，否则重现信号的信噪比不会高。例如，在用于 CD 播放器等仅播放音频设备时，F S 512 可以从晶振提供。然而，当用于日益流行的数字放大器和 DAT 时，这些设备在数字连接时成为接收器，因此 F S 512 必须由 PLL 电路生成，抖动量相当大。因此，重现声音的质量会受到影响。
解决问题的方法
本发明是为了克服上述问题而提出的。在本发明中，噪声整形电路的输出不进行脉冲宽度调制，而是以多值输出进行积分。使用模拟滤波器对其进行平滑处理，从而获得重现信号。
作为解决方案，该配置包括一个将输入 PCM 数据的采样频率 fs 倍增的数字滤波器 (k 是整数)，以及一个将数字滤波器的输出量化为三级或更高级别并同时消除量化噪声的噪声整形电路，该电路将信号驱出信号带，一个积分器，用于对噪声整形电路输出的量化级别输出进行积分，并与采样频率 fs 倍增的时钟信号同步输出，以及一个采样保持电路，用于采样和保持样本。
通过这种配置，由于噪声整形电路的输出不进行脉冲宽度调制，DA 转换器输出的周期保持在 fs 的两倍，抑制了抖动噪声的产生，因此即使使用来自 PLL 电路的时钟信号，也不太可能包含抖动。即使在使用数字放大器时，也能获得高质量的重现信号。
本发明是一种将数字信号转换为模拟信号的数模转换器 (DA)。本发明涉及一种转换器，特别是一种过采样类型的数模转换器 (DA 转换器)，近年来广泛应用于数字音频设备，具有良好的单调性和不产生零交叉失真（cello-cross distortion）的特点。
发明背景
过去，已经提出并在数字音频设备中使用了电阻梯型和积分型 DA 转换器。然而，为了获得良好的单调性和抑制零交叉失真的发生，电阻梯型 DA 转换器需要精确调整电阻值。此外，虽然积分型 DA 转换器具有良好的单调性且不产生零交叉失真，但它需要非常高频率的时钟信号进行积分操作。传统上，为了抑制连接到后续级的模拟滤波器的阶数，从而减少模拟滤波器引起的相位旋转并提高重现声音的质量，在 DA 转换器之前连接了过采样去噪滤波器进行采样。通过这种技术，可以将频率提高四到八倍。之后，由于积分操作所需的时钟信号变得过高，积分型 DA 转换器失去了其实用性。
取而代之的是一种过采样 DA 转换器。
这种过采样类型的 DA 转换器使用 ΔΣ 调制器对数字信号进行重新量化，使生成的量化噪声具有微分特性，并将信号带内的量化噪声推出信号带外。这称为噪声整形，它允许显著减少样本中的位数。
顺便说一句，如果 ΔΣ 转换器的阶数为 N，则 ΔΣ 调制器的输入 X(Z)、输出 Y(Z) 和量化噪声 Q(Z) 表示为以下公式：
𝑌(𝑍)=𝑋(𝑍)−(1−𝑍−1)𝑁⋅𝑄(𝑍)+1Y(Z)=X(Z)−(1−Z−1)N⋅Q(Z)+1
因此，如果 ΔΣ 转换器的阶数增加 (1-Z^{-1}) 项或微分特性项，噪声整形效果将相应增强，并且信号带内的噪声也将减少。然而，已知在三阶或更高阶的 ΔΣ 调制器中，为了避免系统不稳定，需要具有三个或更多值的量化级别。例如，使用四阶 ΔΣ 调制器时，至少需要 3 位的量化输出。在这种情况下，Y(Z) 成为 3 位输出。
传统实例如图 2 所示。在图 2 中，数字滤波器 201 是插值滤波器，从与采样频率 fs 同步输入的 16 位输入信号 DIN 生成四倍频率的信号 X。噪声整形电路 202 由三阶 ΔΣ 调制器组成，输入信号 X，将命中次数重新量化为 3 位，并输出为 64 倍采样频率 fs 的信号 Y。PWM 203 是脉冲宽度调制器，根据信号 Y 的 3 位数据，将存储在 ROM（只读存储器）中的八种类型的脉冲宽度数据转换为频率为 fs 的 512 倍的时钟 F S 512 同步读取，从而进行脉冲宽度调制。低通滤波器 204 是一个模拟滤波器，用于去除 PWM 203 输出的脉冲宽度调制信号（PWM 信号）中的高频分量，并转换为模拟信号 V 进行播放。
本发明要解决的问题
在上述传统实例中，PWM 203 将多位输入信号 Y 转换为 1 位信号 P。然而，PWM 信号的时间精度高于时钟信号 F S 512 的时间精度，因此如果 F S 512 包含抖动，将直接对 PWM 信号进行频率调制，导致信号带中产生大量噪声。因此，在该传统实例中，除非 F S 512 时钟的纯度非常高，否则重现信号的信噪比不会高。例如，在用于 CD 播放器等仅播放音频设备时，F S 512 可以从晶振提供。然而，当用于日益流行的数字放大器和 DAT 时，这些设备在数字连接时成为接收器，因此 F S 512 必须由 PLL 电路生成，抖动量相当大。因此，重现声音的质量会受到影响。
解决问题的方法
本发明是为了克服上述问题而提出的。在本发明中，噪声整形电路的输出不进行脉冲宽度调制，而是以多值输出进行积分。使用模拟滤波器对其进行平滑处理，从而获得重现信号。
作为解决方案，该配置包括一个将输入 PCM 数据的采样频率 fs 倍增的数字滤波器 (k 是整数)，以及一个将数字滤波器的输出量化为三级或更高级别并同时消除量化噪声的噪声整形电路，该电路将信号驱出信号带，一个积分器，用于对噪声整形电路输出的量化级别输出进行积分，并与采样频率 fs 倍增的时钟信号同步输出，以及一个采样保持电路，用于采样和保持样本。
通过这种配置，由于噪声整形电路的输出不进行脉冲宽度调制，DA 转换器输出的周期保持在 fs 的两倍，抑制了抖动噪声的产生，因此即使使用来自 PLL 电路的时钟信号，也不太可能包含抖动。即使在使用数字放大器时，也能获得高质量的重现信号。
